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艾默生电池配置（UPS电源后备电池如何配置）

　　UPS电源一直作为机房设备的重要电力保障措施，已经被许多的机房IT使用人员所接受，在防止电力中断的同时，还可以起到对电流的稳压、稳频、滤波等功能。如果是小功率的UPS，配置常规1-2小时左右的放电时间，大家可能已经有了习惯性的电池数量和容量的选择。但是如果是大功率的UPS，或者要求非常精准的放电时长要求，这个时候改如何计算呢?作为UPS电源行业的专业公司，总结了两种UPS电源后备电池的计算方式和大家一起分享，具体如下：

　　一、恒电流模式计算：

　　根据能量守恒原理，按如下公式计算：

　　C=(PL×T)/(Vbat×η×K)

　　其中：C--蓄电池容量，(Ah)PL--UPS输出功率(W);T--电池后备时间(h);

　　Vbat--电池组电压(Vdc)η--UPS电池逆变效率(0.90-0.95，根据机型选取)。

　　K--电池放电效率(系数)。

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　　K的选取按照下表：

　　根据计算结果，确定电池的Ah数，分别根据不同品牌电池选取合适的配置。

　　例如：艾默生***机架式高性能小容量UPS-ITA系列6KVA，电池组电压192Vdc(16节12V的电源串联)，UPS电池逆变效率0.94，按满载4.8KW，后备2小时计算

　　C=4800*2/(192*0.94*0.7)=76Ah(估算值)选取12V85Ah的电池16节即可，例如C&D 12-76 LBT。

　　二、恒功率计算公式：

　　W = PL÷(N*6*η)(watts/cell)

　　其中，PL为UPS额定输出的有功功率(KW);N为12V的电池数量;Vf为电池组额定电压，η为逆变器效率。

　　即先计算出单体电池所需功率，再通过电池厂家提供的恒功率放电表查找可满足要求的电池型号。

　　终止放电电压按照1.75V/cell确定。通常电池厂家给出的功率表为单体2V/Cell的功率，定义为watts/cell。部分厂家给出的功率表为watts/block，则需要再乘6这个系数。

　　例如：艾默生***机架式高性能小容量UPS-ITA系列20KVA，电池节数32节(30-40节偶数节可调)，UPS电池逆变效率0.95，按满载20kVA*0.9=18KW，后备2小时计算.

　　W/cell = PL/(N×6×η)=18000/(32*6*0.95)=98.68 watts/cell

　　C&D的MPS系列12-76的放电功率表如图：2小时放电功率在1.75Vdc时为51.5w/cell，选取98.68/51.5=1.92组，取2组32节12V76Ah的C&D MPS系列电池，共64节。

　　以上总结的UPS电源后备电池配置的2种方法，希望对您的UPS电源后备电池选型有所帮助。

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为了提高同步整流的效率，现在设计了各种同步整流控制驱动IC。它可将同步整流MOs- FET的栅压调校至最合适的状态，同时也提高了开启关断时序的准确度。但其主要缺点在于MOSFET的驱动脉冲由控制IC给出，同步整流MOSFET的开通、关断时间会与一次侧的主开关管有时间差，因而会出现MOSFET体内二极管先导通、MOSFET再导通的情况。通常MOSFET为硬开关，因而，这时对于采用同步整流的高频开关变换器的工作频离不能选得太高。太高后会引起同步整流管的开关损耗，反而会降低开关变换器的整体效率。

第3章常用功率变换电路(5)应用谐振技术的软开关同步整流电路

使用方波电压驱动MOSFET时，由于MOSFET的寄生电容充放电造成的损耗与频率成正比。因此在高频情况下，如果fs>1MHz,这一损耗将不可忽视。使用传统的自驱动同步整流技术，寄生电容引起的损耗将会很大。而使用谐振技术，使同步整流MOSFET两端的电压呈正弦波方式，则可大大减少整流MOSFET 的开关损耗。采用谐振技术的软开关同步整流电路如图3-19所示。由于谐振电容Cs的加入，使得VT，的寄生电容在整个周期内与Cs并联，VT2也是如此。于是，VT1、VT2所有寄生电容均在一周期内与Cs并联。即寄生电容的能量被全部吸收进谐振电容Cs。变压器二次侧会产生一正弦波电压，而此正弦波电压使同步整流MOSFET两端的电压也是正弦波，从而减少了同步整流器的损耗。

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图3-18电压外驱动同步整流电路图3-19采用谐振技术的软开关同步整流电路(6)正激有源钳位电路的外驱动软开关同步整流电路

对正激有源钳位电路，还可用外部驱动方式来实现同步整流MOSFET的软开关。控制信号可来自二次侧也可来自一次侧，电路如图3-20所示，VT2为整流MOSFET，VT3为续流MOSFET。IC2控制同步整流，而IC1为一次侧控制集成电路，将驱动信号传递至同步整流控制IC_2中，由IC2通过信号变压器同步驱动脉冲送至同步整流驱动电路。驱动整流MOSFET 的同步脉冲延迟一点时间，这段时间内让整流M0SFET的体二极管先行导通。而当驱动脉冲到达MOSFET栅极时，其源极、漏极电压已达1V,可认为是零电压导通。当然MOSFET体二极管导通时间越短越好。等到二次绕组反向后，关断整流MOSFET，从而消除体二极管反向恢复时间造成的损耗。续流MOSFET的导通采用与整流MOSFET 相同的办法，即将驱动脉冲信号延迟，也令MOSFET源极、漏极在1V电压下导通。而关断则采用从续流MOSFET源漏极采样的方法，当认为其电流已为0时，将续流MOsFET 关断，所以其为零电流关断。此外，为了减小续流MOSFET 的体二极管的导通时间，在整个续流时段内都给出驱动脉冲。采用这样的方法处理后，开关损耗降低了，效率也有很大提

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图3-20 正激有源钳位电路的外驱动软开关同步整流电路高。特别是同步整流MOSFET的体二极管，如果是快速恢复型的则效果更佳。美国菱特公司(Linear Technology Corporation,也有译为线性技术公司)的LTC3900、美国美信公司的MAX5058及MAX5059都是较新的控制IC 产品。如图3-21所示为其各个开天器件的动波形，要注意其时间顺序。

主开关驱动波形

辅助开关驱动波形

整流IGFET驱动波形

线流IGFET驱动波形

图3-21各开关器件的驱动波形

3.2直流变换电路

对直流电压幅值或极性的变换称之为直流/直流变换。实现这种变换的电路称之为直流变换电路(器)或直流斩波电路，即DC/DC变换器。这种变换电路广泛应用于电力电子电源设备、小型直流电机的传动、光伏发电系统以及电动汽车的驱动控制等领域。

实现直流-直流变换的电路其具体的结构形式有多种，按照输人与输出是否有隔离措施来看，可分为非隔离型与隔离型两种。其中隔离型变换电路是从非隔离型变换电路派***展而来的。